盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦

盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论陈传虞摘要本文分析电子镇流器的功率因数校正问题,着重讨论了有源功率因数校正的三种模式(峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续导通模式）的工作原理，它们的优缺点及适用场合等。关键词：无源功率因数校正有源功率因数校正峰值电流控制固定开通时间频率钳定前(后）沿调制断续导通、临界导通、连续导通模式过渡模式前言在电子镇流器中通常采用图1a所示的输入电路，由于电解电容器CO的容量很大，工作时储存电荷很多，只有输入电压超过电容上的电压时，才有输入电流，所以电流波形严重失真，仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲(如图1b)。这样一来，电路的功率因数变得很低，约为0.5左右,输入电流谐波含量十分丰富。而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2，对25W以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求，现有的许多电路根本无法满足这个要求。图1镇流器的输入电路为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正（PFCPowerfactorcorrection)技术来提高它的功率因数。大致说来，功率因数校正有两种方案：无源功率因数校正（PassivePFC)和有源功率因数校正(ActivePFC)，前者已有很多资料介绍，不是本文讨论的重点，我们主要分析有源功率因数校正的三种模式，它们的工作原理、优缺点及适用场合等。一．无源功率因数校正的原理及常用电路无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间，使电源电流的波形接近电压的正弦波形，减少它的失真。昀初采用的方案是逐流电路。整理人：雷鸣此文章归属于陈传虞教授所有，不得随意转载及用于营利性商业用途[e-mail]:[phone]盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦图2无源功率因数校正电路它用图2(a)的电路代替图1的电容CO，电源通过VD3对电容C1、C2充电到输入电压峰值，每个电容电压昀多为输入电压峰值之半。这样，电容可在120˚范围内充电，输入电流的时间被拉长，电流为零（死区）的时间只占33.3%。功率因数可提高到0.9左右，但电容上的电压起伏很大，谐波含量很高，仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量（2次到39次谐波）限值的要求，且灯管电流波峰系数很大，灯功率起伏很大，对人的视力及灯管寿命都不利。对逐流电路的改进是采用双泵电路，用图2（b）电路来代替图2(a)的电路，它在前者的基础上增加C3、C4，将高频信号进行反馈，减少了电容上直流电压的起伏，进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数，各项指标均有所提高，但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。如在图2（b）电路的基础上再采取一些改进和补救措施，便可以达到标准的要求，图3就是这样一种改进了的双泵电路，目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它，并且通过了3C认证。图3一种改进了的双泵电路对双泵电路的改进还有其它的形式，只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数（输入端整理人：雷鸣此文章归属于陈传虞教授所有，不得随意转载及用于营利性商业用途[e-mail]:[phone]盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦的EMI滤波电路对THD、PF的影响很大），就能满足标准中关于谐波限值的要求。另有图4高频泵电路一种高频泵电路，在一些电子镇流器电路中也有采用。其具体形式如图4，对这个电路只要适当调整C4、C8反馈电容值，合理选择滤波电感LO、L1、L2的参数，也能满足关于谐波限值的要求，通过3C认证。它的性能在调整好参数的情况下，比图3电路要好。只是电路中损耗较大，对反馈电容C4、C8、滤波电路及电解电容器的要求较高，是其不足之处。无源功率因数校正的电路还有一些其它形式，因为不是本文的重点，又受篇幅限制，故从略。二。有源功率因数校正的基本原理有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明，它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC，由它控制MOS管VT1的开通与关断，使输入电流变成一连串的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。电路的具体的工作情况如下：图5APFC工作原理示意图（1）当开关管VT1导通时在APFC控制器输出高电平（正方波）信号的控制下使VT1导通时，图5变成如图6所示的等效电路形式。开关管VT1导通，相当于开关S1接通，此时二极管因受输出直流电压VO的反偏而截止，相当于S2断开。整流后在电容C1上得到的是一个单向的正弦电压（电容C1的整理人：雷鸣此文章归属于陈传虞教授所有，不得随意转载及用于营利性商业用途[e-mail]:[phone]盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦容量不能太大），将在电感L中产生电流。考虑到开关管的开关频率很高，一般都超过25kHZ以上，因此在开关的半个周期的短时间内，输入电压uI可近似看作不变，电感电流上升的速率di/dt为常数（Ldi/dt=uI），电感电流直线上升，电感中储存的磁能LiL2/2也随电流的增加而增加。图6，MOS管导通时的等效电路当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值ILP时，APFC控制器便输出低电平的开关信号，使开关管VT1截止，电流iL停止上升。考虑到电流是直线上升的，有LΔi/Δt=uI,以Δi=ILP，Δt=ton分别表示三角波的上升幅度和上升时间（参看图7），则有ILP=uIton/L可见当ton为固定值，则三角波的幅度ILP反映了该时刻输入电压uI的变化。（2）开关管VT1截止时图5电路可简化为图7形式。图7开关管截止时等效电路由于电感电流iL不能突变，只能由原来的数值ILP线性下降。电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器CO充电，电容上面的电压显然比输入电压高。因此这种电路称为升压式APFC电路。在开关管截止时，电感电流下降，并且按线性规律直线下降（Ldi/dt=VO-uI，在uI近似不变的条件下，也是常数）。一旦控制器检测到电感电流下降到零时，它又输出控制信号，使开关管再一次导通，开始下一个开关周期。在上述控制下，输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波，只要三角波的峰值ILP，能够跟随并反映出输入电压的变化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦规律变化，使功率因数接近于1。图8是电感电流或输入电流在APFC控制器控制下，电流变化的示意波形。整理人：雷鸣此文章归属于陈传虞教授所有，不得随意转载及用于营利性商业用途[e-mail]:[phone]盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦图8APFC电路中输入电流或电感电流的示意可见，在APFC控制器控制下，电感电流由零上升到一定数值（与该时刻的输入电压瞬时值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而复始，电流不存在为零的死区时间，因此称之为临界导通模式（CriticalconductionmodeCrCM).，它是界于连续导通与断续导通之间的临界形式或过渡形式，因此，有的文献又称它为过渡模式（TM）或边界导通模式（BCM）。要使功率因数接近于1，控制器要控制两个时间点：电流到零的时间点和电流到达峰值的时间点。对前者的控制，在各种IC控制器中采取相同的控制原理和手段，采用图9所示电路。图中升压电感的副绕组，通过电阻接到IC的零电流检测端(ZCD)，一旦电感电流下降到零，电感的感应电动势改变极性，大约为-1.8V，利用这一特点，由零电流检测比较器输出高电平信号到RS触发器的S端，让RS触发器翻转，PFC控制器的驱动输出OUT变为高电平，正的开关信号将使外接MOS管开通。流过电感的电流再次由零线性上升。图9零电感电流检测及开通信号之取得至于如何控制到达峰值电流的时间点则有两种方案，因而形成两类不同的APFC控制器IC，下面分别讨论之。三．峰值电流控制APFC控制器的工作原理峰值电流控制APFC电路如何控制其峰值电流可用图10所示的简化原理图来说明。图中虚线围框内表示IC中有关部分，其余是与IC相接的外围电路。整流桥输出的单向正弦电压经过电阻R1、R2分压送到3脚，它反映输入电压的变化，其值大约为2~4V，由升压二极管输出的直流电压VO也经过电阻R3、R4分压加到IC内部的电压误差放大器（图中以EA表示）的反相输入端INV(1脚），反映电感电流的信号则由外接MOS管的源极电阻R8引出，整理人：雷鸣此文章归属于陈传虞教授所有，不得随意转载及用于营利性商业用途[e-mail]:[phone]盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦图10峰值电流检测的原理图送到电流检测端CS（4脚）。4脚经内部的RC滤波电路与电流检测比较器（或称峰值电流比较器）的反相端相连，乘法器的输出VMO则接到比较器的同相端，作为比较器的基准电压。乘法器要在很宽的动态范围内具有很好的线性转移特性，与它的两个输入电压的乘积成正比，即VM0=KVM1（VM2-VREF）考虑到乘法器的一个输入是由输出电压VO分压得到的，在通常情况下，VO基本上变化很小（在输出电压为400V时，电压变化的峰--峰值大约只有5~10V左右）接近稳定的直流电压，这样乘法器的输出VMO的大小基本上与VM1成正比，反映了按正弦规律变化的输入电压。因此，当流过电感的电流在RS上产生的压降达到并超过由乘法器输出所设定的基准阈值VMO时，电流检测比较器将输出控制信号，送到RS触发器的R端，使RS触发器翻转。这样，IC的驱动输出OUT变为低电平，将外接的MOS管关闭，电感电流达到其峰值不再增加。显然，在这样的条件下，峰值电流与该时刻的输入电压是成正比的。由于乘法器输出还包括与APFC输出电压VO成正比的成分，如果VO有所变化，例如其值变小，则由于此输入是加到误差放大器的反相输入，VM2-将上升，乘法器输出VMO变大，电流检测比较器将延长功率开关管的导通时间，增加升压电感中储存的能量，使VO升高；反之，则会缩短MOS管的导通时间，使VO减小，从而达到调整VO使其值趋于稳定的目的。这种脉宽调制工作方式，在开关电源中是十分常见的。从以上分析可知，这种控制方式利用输入电压作为基准信号，一旦电感电流上升到基准信号所规定的阈值以后，IC控制器就送出关断信号，将MOS管关断，把三角波的电感电流峰值控制到与输入电压成正比。故称这种方式为峰值电流控制法。理论分析表明（见文献1），在这种控制方式中，每个三角波的开通时间是不变的，而关断时间是变化的，在输入电压低时（在过零附近），关断时间昀短，因而开关频率昀高。这带来三个问题：其一，频率高，电路中元件、特别是电感损耗大；其二，在电压过零附近，输入电流失真大（参看图11），THD值变大；其三，一连串频率很高的三角波，具有十分丰富的谐波含量，造成棘手的电磁干扰，所以，镇流器采用这类控制心片后，EMC问题比较麻烦（参看文献2），要想使镇流器通过3C认证，必须仔细调整滤波电路才成为了对峰值电流控制APFC电路有一点感性认识，这里介绍由ST公司推出的一种芯整理人：雷鸣此文章归属于陈传虞教授所有，不得随意转载及用于营利性商业用途[e-mail]:[phone]盛元半导体第三届技术研讨会演讲主题集锦图11在输入电压过零附近输入电流的交越失真片L6562，它是L6561的升级换代产品，它的特点是：Œ用双极型与CMOS混合工艺（BCD）制成Œ采用有专利的乘法器设计，可以减少交越失真，使输入电流的THD降